Том 25, № 2 (2022)

Статья посвящена численным методам решения задачи дифракции электромагнитных волн на проводящих телах. Рассмотрены два подхода к решению задачи. Первый основан на использовании тонкопроволочного интегрального представления электромагнитного поля (ТП-метод) для сеточной модели поверхности тела. Второй подход связан с использованием базисных функций Рао – Уилтона – Глиссона при решении векторного интегрального уравнения, сформулированного относительно плотности электрического тока на поверхности тела (RWG-метод). В качестве тестовой задачи рассмотрена дифракция плоской линейно поляризованной электромагнитной волны на сфере. Приведены результаты расчетов нормированных диаграмм рассеянного поля. Показано, что для результатов, полученных с помощью обоих подходов, визуальные отличия практически отсутствуют. При этом следует отметить, что ТП-метод гораздо проще в численной реализации, чем RWG-метод.

В работе проведен расчет модулей коэффициентов отражения плоской электромагнитной волны линейной поляризации в зависимости от влажности почвы с относительной комплексной диэлектрической проницаемостью, описываемой гетерогенными моделями Максвелла Гарнетта и Бруггемана. Проводится сравнение расчетных зависимостей модулей коэффициентов отражения волн E- и H-поляризации от влажности почвы по двум предложенным двухкомпонентным моделям. Показана корректность применяемых моделей в пределах влажности почвы до 10 %. В пределах изменения влажности почвы от 10 до 50 % наблюдаются незначительные расхождения результатов расчета по двум гетерогенным моделям. Уровень отражения электромагнитной волны от поверхности почвы в случае ее Н-поляризации меньше, чем в случае E-поляризации. С увеличением влажности почвы наблюдается монотонный рост уровня отражения. Предлагаемые гетерогенные модели влажной почвы и методика расчета могут быть использованы при дистанционном радиолокационном зондировании поверхности Земли в целях определения влажности в подкоренном слое почвы.

Введение: анализ известной литературы показывает, что использование различных типов согласующих четырехполюсников (реактивных, резистивных, комплексных, смешанных) и охватывающей нелинейный элемент цепи обратной связи позволяет увеличить область физической реализуемости заданных форм частотных характеристик. Цель работы: увеличение области физической реализуемости заданных форм частотных характеристик за счет оптимизации параметров согласующих смешанных четырехполюсников и использования дополнительной цепи обратной связи, охватывающей нелинейный элемент и смешанный четырехполюсник. Одна часть таких четырехполюсников состоит только из резистивных элементов, а вторая – только из реактивных элементов. Материалы и методы: теория четырехполюсников, матричная алгебра, метод декомпозиции, метод синтеза управляющих устройств СВЧ, схемотехнический метод анализа характеристик радиоустройств. Результаты: получены математические модели согласующих смешанных четырехполюсников в виде взаимосвязей между элементами их матрицы передачи и зависимостей сопротивлений их двухполюсников от частоты, оптимальных по критерию обеспечения заданных форм частотных характеристик. Заключение: сравнительный анализ теоретических результатов (АЧХ- и ФЧХ-усилителей), полученных путем математического моделирования в системе MathCad, и экспериментальных результатов, полученных путем схемотехнического моделирования в системах OrCad и MicroCap, показывает их удовлетворительное совпадение.

В статье рассматриваются способы описания цифровых систем различными схемами, приводится сравнительная характеристика этих схем, указываются достоинства и недостатки разных схем. Описанные в статье четыре схемы построения цифровых систем являются эквивалентными, т. к. при одном и том же входном сигнале выходной сигнал для всех схем будет одинаковым, хотя внутри этих схем будут циркулировать разные сигналы. При выборе между прямой и канонической схемами предпочтение следует отдать канонической, так как в ней требуется в 2 раза меньше регистров памяти. Для построения адаптивных цифровых систем предпочтение следует отдавать схемам в пространстве состояний, т. к. в них проще осуществляется регулировка параметров цифровой системы. При выборе между последовательной и параллельной схемами предпочтение следует отдавать параллельной схеме, если коэффициенты в ней являются действительными. При комплексных коэффициентах реализация параллельной схемы усложняется, поэтому в этом случае следует выбирать последовательную схему в пространстве состояний, в ней все коэффициенты действительные.

В статье исследуется цифровое диаграммообразование по азимуту и углу места, что способствует более точному формированию нулей и максимума. Рассматриваются статистически оптимальный алгоритм минимума дисперсии, алгоритм обращения корреляционной матрицы с применением регуляризации, а также управления нулями на выходе цилиндрической, полусферической и планарной решеток. Проведена оценка отношения мощности полезного сигнала к результирующей мощности активной помехи и шума и вероятности битовой ошибки на выходе цифровых антенных решеток в зависимости от коэффициента направленного действия антенных элементов, числа выборок усреднения. Установлено, что полусферная антенная решетка позволяет значительно повысить надежность передачи в сравнении с рассматриваемыми, что снизит вычислительную нагрузку без привлечения усложненных алгоритмов диаграммообразования.