Joint application of radar visibility reduction and anti-radar masking technologies to protect aircraft from remote monitoring systems

Full Text

Введение

Совершенствование технических характеристик радиолокационных станций (РЛС) и реализация способов обнаружения и распознавания воздушных объектов, совершающих обманные маневры и полеты на малых высотах, при критически низких уровнях различимости информационных сигналов на фоне шумов приемных устройств [1] определяют важность повышения эффективности защиты летательных аппаратов (ЛА) от систем дистанционного мониторинга воздушного пространства.

Один из путей обеспечения скрытности применения ЛА базируется на совместном использовании технологий снижения радиолокационной заметности [2] и маскировки активными помехами [3]. Меры по снижению заметности направлены на изменение отражательных сигнатур объектов [2] в интересах сокращения демаскирующих признаков, содержащихся во вторичном электромагнитном излучении, до пределов, исключающих выполнение задач радиолокационного мониторинга на установленных дистанциях и интервалах времени. Активные маскирующие помехи предназначены для энергетического подавления информационных сигналов в приемных каналах радиолокаторов при мощности, не позволяющей выявлять их постановщики средствами пассивной радиолокации [1; 3]. Помехи могут создаваться с борта защищаемого ЛА в режиме самоприкрытия (индивидуальной защиты), а также из вынесенной точки в режиме прикрытия из зон (индивидуально-взаимной защиты) [3].

Эмерджентный характер разнородных технологий защиты обусловлен тем, что уменьшение эффективных площадей рассеяния (ЭПР), характеризующих предельную фоновую контрастность объектов, снижает требования к мощности маскирующих излучений, способных нарушать устойчивость процессов радиолокационного мониторинга. При совместном применении средств снижения заметности и постановщиков активных помех коэффициент уменьшения дальности действия радиолокатора определяется произведением коэффициента, характеризующего возможности автономной маскировки информационных сигналов, и коэффициента, достижимого за счет уменьшения мощности вторичного электромагнитного излучения, во второй степени [3].

Таким образом, кооперирование способов защиты обусловливает синергетический эффект прироста скрытности ЛА относительно показателя, достижимого при мультипликативном объединении результатов уменьшения ЭПР и постановки преднамеренных помех РЛС.

В предлагаемой работе на основе спектральных энергетических уравнений передачи-приема волновых процессов в радиоканалах [4; 5] получены энергетические соотношения информационных сигналов и активных помех на входах приемников РЛС и оценены их уровни, обеспечивающие скрытность ЛА при снижении ЭПР.

Цель работы – анализ закономерностей маскировки информационных сигналов активными помехами и оценка достижимых показателей уменьшения дальности действия РЛС при совместном применении средств снижения заметности и комплексов индивидуальной и индивидуально-взаимной защиты ЛА.

1. Энергетические уравнения передачи-приема информационных сигналов РЛС

Для нахождения зависимости энергии $W{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)$ информационных сигналов РЛС с зондирующим излучением в виде последовательности импульсов с периодом повторения ${Т}_R,$ от направления прихода информационного сигнала $\theta$ используем спектральное энергетическое уравнение передачи-приема негармонических волновых процессов в радиоканале с рассеянием на объекте [5]:

$\begin{array}{l}W{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)=\frac{{\overline{P}}_R{T}_R}{16{\pi }^2{R}_R^4\Delta \omega }\underset{{\omega }_0-\Delta \omega /2}{\overset{{\omega }_0+\Delta \omega /2}{\int }}D{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega ,\theta \right)\times \\ \times {\sigma }_{\omega }\left(\omega ,\theta \right)A_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega ,\theta \right)d\omega ,\end{array}$ (1)

где ${\overline{Р}}_R$ – средняя мощность зондирующего излучения; $D{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right)$ – парциальный коэффициент направленного действия антенны в режиме излучения сигналов; $A_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega ,\theta \right)$ – парциальная эффективная площадь антенны в режиме приема сигналов; ${\sigma }_{\omega }\left(\omega ,\theta \right)$ – парциальное распределение ЭПР-цели; $R_R$ – расстояние между РЛС и объектом; ${\omega }_0$ и $\Delta \omega$ – среднее значение и ширина полосы циклических частот  сигнала на входе приемника.

Монотонное убывание энергии информационного сигнала РЛС $W{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)$ по мере возрастания дальности до цели по закону $R_R^{-4}$ при любых значениях $\theta$ обусловлено тем, что величина $R_R$ превышает границы дальних зон объекта и антенн РЛС [4; 5] на верхних частотах эквивалентных спектров зондирующего и информационного сигналов [6].

При равномерном синхронном возбуждении приемоизлучающей поверхности с монотонно убывающим на краях распределением токов высокочастотным сигналом парциальный КНД антенны удовлетворяет распределению [7]:

$\begin{array}{l}D{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right)=D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right){\left(\frac{\omega }{{\omega }_0}\right)}^{q_R},\\ \omega \in \left[{\omega }_0-\frac{\Delta \omega }{2};{\omega }_0+\frac{\Delta \omega }{2}\right],\end{array}$ (2)

где $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)$ – парциальный КНД антенны на циклической частоте ${\omega }_0;$ $q_R$ – показатель степени распределения (2) в полосе циклических частот $\Delta \omega ;$ для согласования диапазонных антенных систем с распределительными линиями значения $q_R$ должны изменяться в пределах от 0 до 2. Согласно [5; 8], показатель $q_R=0$ характерен для парциальных КНД щелевых антенных решеток и зеркальных антенн с частотно-независимыми облучателями и рефлекторами с монотонно изменяющимися коэффициентами отражения. Значение $q_R=1$ целесообразно использовать при представлении зависимостей $D{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega ,\theta \right)$ для антенных решеток волноводного типа с линейными передаточными функциями фидерных трактов. Степенными функциями с показателем $q_R=2$ представляются зависимости (2) для зеркальных антенн с облучателями, положение фазовых центров которых зависит от текущего значения циклической частоты спектра сигнала.

По аналитическим свойствам угловых зависимостей парциальных КНД $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)$ указанные антенные системы могут быть объединены в две группы.

Для антенн первой группы $(p=1),$ к числу которых относятся зеркальные антенны, содержащие рефлекторы с монотонно изменяющимися коэффициентами отражения $(q_R=0)$ и облучатели с переменным положением фазовых центров $(q_R=2),$ распределение $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)$ может быть представлено выражением

$D{}_{R0}^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)=D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,1\right)}{\cos }^2\theta ,$ $q_R=\mathrm{0,}\mathrm{2,}$  (3)

где $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,1\right)}$ – коэффициент, равный значению функции (3) при $\theta =0.$

Для антенных решеток щелевого $(q_R=0)$ и волноводного $(q_R=1)$ типов, образующих вторую группу антенных систем $(p=2),$ парциальные КНД на циклической частоте ${\omega }_0$ вычисляются по правилу

$D{}_{R0}^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)=D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,2\right)}{\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right),$ $q_R=\mathrm{0,}1.$  (4)

где $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,2\right)}=D{}_{R0}^{\left(q_R\right)}\left(\theta =0\right)$ – коэффициент, вычисляемый по аналогии с $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,1\right)}$ для распределения (4).

Исходя из принципа взаимности направленных свойств передающих и приемных антенн [8] и используя соотношение между КНД и эффективной площадью антенны на центральной циклической частоте [8; 9], взаимосвязь функции $A_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega ,\theta \right)$ с распределением $D{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right)$ в полосе циклических частот  представим в виде

$\begin{array}{l}{A}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right)=\frac{\pi c^2}{{\omega }^2}{D}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right),q_R=\mathrm{0,}\mathrm{1,}\mathrm{2,}\\ \omega \in \left[{\omega }_0-\frac{\Delta \omega }{2};{\omega }_0+\frac{\Delta \omega }{2}\right],\end{array}$ (5)

где $c$ – скорость света.

Парциальные ЭПР отражателей с характерными размерами a, удовлетворяющими условию $\frac{\omega а}{c}\ge \mathrm{5,}$ в секторах углов $\theta ,$ где выполняется требование $\frac{\omega а}{c}\sin \theta \le \mathrm{2,}$ могут быть аппроксимированы степенной функцией [6]

${\sigma }_{\omega }\left(\omega ,\theta \right)={\tilde{\alpha }}_{\text{0}}{а}^{\text{4}}{\left(\frac{\omega }{c}\right)}^{\text{\hspace{0.17em}2}}{\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right),$ (6)

где ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}$ – геометрический параметр, определяемый типом отражателя. Для уголковых отражателей с треугольными, прямоугольными и полукруглыми гранями длиной $а$ геометрический параметр принимает значения ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}=\text{1}/\text{3}\pi ,$ ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}=\text{3}/\pi$ и ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}=\text{3}/\text{4}\pi$ соответственно; для квадратной пластины с длиной стороны a, расположенной перпендикулярно направлению облучения, ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}=\text{1}/\pi ;$ для идеально проводящего диска и линзы Люнеберга радиуса $а$ коэффициент ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}=\pi$ [9].

В результате подстановки (2) с учетом (3), (4), а также (5) (6) в (1) получим энергетические уравнения для информационных сигналов РЛС:

– при $q_R=0$

$\begin{array}{l}W{}_R^{\left(0\right)}\left(\theta \right)=\frac{{\left(D{}_{R0}^{\left(\mathrm{0,}р\right)}\right)}^2{\overline{Р}}_R{Т}_R{\tilde{\alpha }}_{\text{0}}{а}^{\text{4}}}{16\pi R_R^4}\times \\ \times {\cos }^{4p}\left(\frac{\theta }{p}\right){\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right),p=\mathrm{1,}\mathrm{2,}\end{array}$ (7)

– при $q_R=1$

$\begin{array}{l}W{}_R^{\left(1\right)}\left(\theta \right)=\frac{{\left(D{}_{R0}^{\left(\mathrm{1,}2\right)}\right)}^2{\overline{Р}}_R{Т}_R{\tilde{\alpha }}_{\text{0}}{а}^{\text{4}}}{16\pi R_R^4}\times \\ \times \left(1+\frac{{К}_{\Delta \omega }^2}{3}\right){\cos }^{12}\left(\frac{\theta }{2}\right),\end{array}$ (8)

– при $q_R=2$

$\begin{array}{l}W{}_R^{\left(2\right)}\left(\theta \right)=\frac{{\left(D{}_{R0}^{\left(\mathrm{2,}1\right)}\right)}^2{\overline{Р}}_R{Т}_R{\tilde{\alpha }}_{\text{0}}{а}^{\text{4}}}{16\pi R_R^4}\times \\ \times \left(1+2K_{\Delta \omega }^2+\frac{K_{\Delta \omega }^4}{5}\right){\cos }^4\theta {\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right),\end{array}$ (9)

где $K_{\Delta \omega }=\frac{\Delta \omega }{2{\omega }_0}$ – относительная полуширина полосы сигнала РЛС.

Дальность действия РЛС пропорциональна корню квадратному из ширины полосы частот зондирующих сигналов [5]; по ее предельному значению, при котором информационный сигнал различим на фоне шумов приемника, устанавливается максимально возможный период следования зондирующих импульсов [9]. По мере сокращения периода следования импульсов при предельно допустимой средней плотности мощности излучения, ограниченной требованиями к скрытности РЛС, пропорционально снижается плотность энергии зондирующих сигналов [4]. При этом период следования импульсов находится из условий, что прием каждого сигнала, отраженного от радиолокационной цели, осуществляется до начала излучения очередного импульса [9], а за время облучения должно быть принято число сигналов, обеспечивающих при некогерентном накоплении отношение сигнал – шум на входе приемника, необходимое для выполнения функций в радиолокационном мониторинге [3]. Средняя мощность передатчика РЛС при фиксированном уровне спектральной плотности может быть повышена пропорционально ширине полосы, занимаемой сигналами, за счет увеличения частоты повторения [4].

При $q_R=0$ и $q_R=1$ энергия информационного сигнала, занимающего полосу с относительной полушириной $K_{\Delta \omega }=\mathrm{0,5}$, возрастает на 8 % по сравнению с энергией информационного сигнала РЛС, оснащенной антенной с парциальным КНД, изменяющимся в диапазоне рабочих частот по линейному закону. За счет использования антенны с показателем зависимости $q_R=2$ энергия сигнала увеличивается относительно уровня, достижимого при применении антенн с частотно-независимыми парциальными КНД, примерно на 50 %.

2. Энергетические уравнения передачи-приема помех РЛС

Энергию активных помех $W_{Н}^{\left(q_{Н}\right)}\left(\theta \right),$ создаваемых комплексами индивидуальной и индивидуально-взаимной защиты ЛА, оценим с использованием спектрального энергетического уравнения передачи-приема волновых процессов в прямом радиоканале [5]:

$\begin{array}{l}W{}_{Н}^{\left(q_{Н}\right)}\left(\theta \right)=\frac{{\overline{P}}_{Н}{T}_{Н}}{4\pi R_{Н}^2\Delta \omega }\times \\ \times \underset{{\omega }_0-\Delta \omega /2}{\overset{{\omega }_0+\Delta \omega /2}{\int }}D{}_{Н}^{\left(q_H\right)}\left(\omega ,\theta \right)A_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega ,\theta \right)d\omega ,\end{array}$ (10)

где ${\overline{Р}}_{Н}$ и $D{}_{Н}^{\left(q_H\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right)$ – средняя мощность и парциальный КНД антенны постановщика помех; $T_{Н}$ – период повторения импульсов в помеховой последовательности; $R_{Н}$ – расстояние между РЛС и постановщиком помех, превышающее границы дальних зон их антенных систем на верхних частотах эквивалентных спектров мешающих излучений; в режиме самоприкрытия ЛА $R_{Н}=R_R.$ Распределение $D{}_{Н}^{\left(q_H\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right)$ находится на основе выражений (2)–(4) путем замены индекса «R» на «Н»; символ «qH» приобретает смысл показателя степенной функции, устанавливающей зависимость парциального КНД антенны постановщика помех от текущего значения циклической частоты в полосе $\Delta \omega .$

При представлении парциальных КНД антенн $D{}_R^{\left(q_R\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right),$ $q_R=\mathrm{0,}\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ и $D{}_{Н}^{\left(q_H\right)}\left(\omega \text{\hspace{0.17em},\hspace{0.17em}\hspace{0.17em}}\theta \right),$ $q_{Н}=\mathrm{0,}\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ степенными функциями и вычислении значений входящих в них выражений $D{}_{R0}^{\left(q_R\right)}\left(\theta \right)$ и $D{}_{Н0}^{\left(q_{Н}\right)}\left(\theta \right)$ в соответствии с (3), (4) уравнение (10) приобретает вид

– при $q_R=0$

$\begin{array}{l}W{}_H^{\left(0\right)}\left(\theta \right)=\frac{D{}_{R0}^{\left(\mathrm{0,}р\right)}{\overline{Р}}_{Н}{с}^2{Т}_{Н}}{4\pi {\omega }_0^2{R}_{Н}^2}\times \\ \times F_{q_H}^{\left(0\right)}\left(\theta ;m\right){\cos }^{2p}\left(\frac{\theta }{p}\right),p=\mathrm{1,}\mathrm{2,}\end{array}$ (11)

где

$F_{q_H}^{\left(0\right)}\left(\theta ;m\right)=\left\{\begin{array}{l}\frac{D{}_{М0}^{\left(\mathrm{0,}m\right)}}{1-{К}_{\Delta \omega }^2}{\cos }^{2m}\left(\frac{\theta }{m}\right),\\ m=\mathrm{1,}2\text{\hspace{1em}при\hspace{1em}}{q}_H=0;\\ \frac{D{}_{Н0}^{\left(\mathrm{1,}2\right)}}{{К}_{\Delta \omega }^{}}\ln \left[\frac{1+{К}_{\Delta \omega }^{}}{1-{К}_{\Delta \omega }^{}}\right]{\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right)\\ \text{при\hspace{1em}}{q}_H=1;\\ D{}_{Н0}^{\left(\mathrm{2,}1\right)}{\cos }^2\theta \text{\hspace{1em}при\hspace{1em}}{q}_H=\mathrm{2,}\end{array}\right.$ (12)

– при $q_R=1$

$W{}_H^{\left(1\right)}\left(\theta \right)=\frac{D{}_{R0}^{\left(\mathrm{1,}2\right)}{\overline{Р}}_{Н}{с}^2{Т}_{Н}}{4\pi {\omega }_0^2{R}_{Н}^2}{F}_{q_H}^{\left(1\right)}\left(\theta ;m\right){\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right),$ (13)

где

$F_{q_H}^{\left(0\right)}\left(\theta ;m\right)=\left\{\begin{array}{l}\frac{D{}_{М0}^{\left(\mathrm{0,}m\right)}}{{К}_{\Delta \omega }^{}}\ln \left[\frac{1+\begin{array}{l}{К}_{\Delta \omega }^{}\end{array}}{1-{К}_{\Delta \omega }^{}}\right]{\cos }^{2m}\left(\frac{\theta }{m}\right),\\ m=\mathrm{1,}2\text{\hspace{1em}при\hspace{1em}}{q}_H=0;\\ D{}_{Н0}^{\left(\mathrm{1,}2\right)}{\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right)\text{\hspace{1em}при\hspace{1em}}{q}_H=1;\\ D{}_{Н0}^{\left(\mathrm{2,}1\right)}{\cos }^2\theta \text{\hspace{1em}при\hspace{1em}}{q}_H=\mathrm{2,}\end{array}\right.$ (14)

– при $q_R=2$

$W{}_H^{\left(2\right)}\left(\theta \right)=\frac{D{}_{R0}^{\left(\mathrm{2,}1\right)}{\overline{Р}}_{Н}{с}^2{Т}_{Н}}{4\pi {\omega }_0^2{R}_{Н}^2}{F}_{q_H}^{\left(2\right)}\left(\theta ;m\right){\cos }^2\theta ,$ (15)

где

$F_{q_H}^{\left(0\right)}\left(\theta ;m\right)=\left\{\begin{array}{l}D{}_{М0}^{\left(\mathrm{0,}m\right)}{\cos }^{2m}\left(\frac{\theta }{m}\right),m=\mathrm{1,}2\\ \text{при\hspace{1em}}{q}_H=0;\\ D{}_{Н0}^{\left(\mathrm{1,}2\right)}{\cos }^4\left(\frac{\theta }{2}\right)\text{\hspace{1em}при\hspace{1em}}{q}_H=1;\\ D{}_{Н0}^{\left(\mathrm{2,}1\right)}{\cos }^2\theta \text{\hspace{1em}при\hspace{1em}}{q}_H=2.\end{array}\right.$ (16)

Из (16)–(18) следует, что при использовании в РЛС и постановщике помех антенн с показателями парциальных КНД $q_R=0$ и $q_H=\mathrm{2,}$ $q_R=1$ и $q_H=\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ $q_R=2$ и $q_H=\mathrm{0,}1$ парциальные моменты передачи-приема сигналов сохраняются неизменными в полосе частот. При $q_R=0$ и $q_H=2$ парциальный КНД антенны источника помех и парциальная эффективная поверхность антенны РЛС не зависят от циклической частоты. Поэтому парциальный момент передачи-приема помех определяется произведением $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(\mathrm{0,}р\right)},$ $q_R=\mathrm{0,}\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ $p=\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ и $D{}_{Н0}^{\left(\mathrm{2,}1\right)}.$ Для таких антенн характерны минимальные потери излучаемой энергии, обусловленные фильтрацией низкочастотных составляющих спектров [4]. Вместе с тем антенны с независимыми от частоты парциальными КНД имеют низкую эффективность передачи видеоимпульсов, спектральные функции которых содержат постоянные составляющие на нулевой циклической частоте.

Равные спектральные плотности мощности регулярных последовательностей импульсов обеспечиваются при использовании антенн с постоянными или изменяющимися по линейному закону парциальными КНД с одинаковыми значениями на центральной циклической частоте диапазона. Для передачи сигнала с относительной полушириной полосы частот $K_{\Delta \omega }=\mathrm{0,5}$ может быть использована антенна КНД, пропорционального текущему значению циклической частоты во второй степени, величина которого на центральной циклической частоте составляет 0,92 относительно КНД с парциальным распределением при $q_R=0.$

Период следования импульсов, занимающих полосу циклических частот с относительной полушириной $K_{\Delta \omega }=\mathrm{0,5,}$ в радиоканале с антеннами, показатели парциальных КНД которых удовлетворяют соотношению $q_R+q_{Н}=\mathrm{1,}$ может быть снижен в 2,2 раза, что приводит к соответствующему увеличению передаваемой энергии.

3. Анализ эффективности защиты объектов от систем дистанционного мониторинга при автономном и совместном применении технологий снижения радиолокационной заметности и противорадиолокационной маскировки

Согласно (7)–(9), дальность действия РЛС пропорциональна линейным размерам и существенно зависит от формы объекта [4; 5]. Энергия информационного сигнала, рассеянного уголковым отражателем с прямоугольными гранями, превышает уровень вторичного излучения уголкового отражателя с треугольными гранями в 9 раз. Замена уголкового отражателя с полукруглыми гранями на отражатель с треугольными гранями, характеризуемый меньшими значениями парциальных ЭПР, приводит к возрастанию отношения сигнал – шум на входе приемника РЛС в 2,25 раза вследствие более высоких значений парциальной ЭПР. Дальность обнаружения объекта в виде идеально проводящей пластины, расположенной перпендикулярно направлению прихода зондирующего сигнала, превосходит расстояние, на котором достигаются тождественные вероятностно-временные показатели эффективности обнаружения идеально проводящего диска и линзы Люнеберга, в 1,77 раза. Максимальное значение $R_R,$ при котором информационный сигнал различим на фоне собственных шумов приемника, для пластины, перпендикулярной направлению облучения, превышает величину, достижимую для уголкового отражателя с треугольными гранями, в 1,3 раза, для отражателей с прямоугольными и полукруглыми гранями – в 1,73 раза и 1,41 раза соответственно.

Высокой интенсивностью вторичного электромагнитного излучения характеризуются цилиндрические поверхности с резонансными и квазиоптическими электрическими размерами в направлении нормалей к образующим [9; 10]. Малыми ЭПР при значительной ширине диаграмм рассеяния обладают клин и конус, облучаемый со стороны вершин, а также шар и эллипсоид в направления большой оси [10].

При равных размерах проекций наибольшие ЭПР в широких секторах углов имеют двух- и трехгранные образования с углами при вершинах 90°. Угловые зависимости ЭПР уголковых отражателей проявляются слабо, поскольку при изменении угла прихода облучающей волны отражение происходит практически в строго обратном направлении [9; 10].

Электромагнитное поле, рассеиваемое объектами с множеством доминирующих центров вторичного излучения [9], распределено в более узком секторе углов по сравнению с шириной диаграмм рассеяния отдельных отражателей и характеризуется более слабой зависимостью от электрических размеров. Поэтому при формировании малоотражающей поверхности из состава объекта необходимо исключить многоэлементные конструкции (в частности, антенные решетки с резонансно рассеивающими излучателями) и скейлинговые структуры с масштабно-инвариантными размерами компонентов [11].

За счет нанесения на рассеивающие поверхности радиопоглощающих материалов и покрытий в виде плоскослоистых композитных сред [10] и киральных структур (метаматериалов) с пространственной анизотропией отражательных свойств ЭПР объектов уменьшаются на 10…20 дБ [12], что, согласно (7)–(9), приводит к сокращению дальности их обнаружения в 1,8…3,2 раза. При использовании частотно-поляризационных селективных отражательных экранов величина  в (6) может быть уменьшена на 4,5...6 дБ, обеспечивая сокращение дальности обнаружения цели в 1,3….1,4 раза. Применение отражательных динамических и адаптивных решеток с управляющими элементами на базе мощных p-i-n-диодов и сегнетокерамических конденсаторов [10; 13] обеспечивает снижения уровня вторичного излучения на 10...15 дБ и, как
следствие, уменьшение дальности обнаружения объектов в 1,8…2,4 раза.

Расстояние до радиолокационной цели значительно возрастает за счет повышения парциальных КНД антенных систем, которое может быть достигнуто вследствие увеличения их электрических размеров. При использовании линейной антенной решетки максимальная дальность действия РЛС изменяется пропорционально корню квадратному из ее эквивалентной длины; дальность действия в РЛС с апертурной антенной пропорциональна эквивалентному радиусу раскрыва антенны [4]. При фиксированных размерах антенны максимальное расстояние до объекта радиолокации возрастает по мере увеличения циклической частоты несущей сигнала в степени 0,5 вследствие повышения парциальных КНД. При фиксированных значениях $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,р\right)},$ $q_R=\mathrm{0,}\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ $p=\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ максимальное расстояние до цели возрастает пропорционально уменьшению ${\omega }_0$ в степени 0,5, с уменьшением циклической частоты несущей зондирующего сигнала для сохранения требуемых направленных свойств необходимо увеличивать габариты антенной системы. За счет увеличения размеров антенны, обусловливающего повышение ее парциальных КНД, дальность действия РЛС сохраняется неизменной при снижении средней мощности излучения пропорционально изменению $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,р\right)},$ $q_R=\mathrm{0,}\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ $p=\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ в степени 2.

При использовании в РЛС и постановщике помех антенн с показателями распределения парциальных КНД $q_R=q_H=0$ энергия мешающих излучений возрастает по сравнению с альтернативными вариантами построения (при $q_R\ne 0$ и $q_H\ne 0)$ в 1,33 раза вследствие значительных эффективных площадей антенны в нижней части полосы рабочих циклических частот. В радиоканале с антеннами, для КНД которых выполняется условие $q_R+q_H=\mathrm{1,}$ уровень сигнала возрастает относительно значения, достижимого при применении антенн с показателями КНД, удовлетворяющими условиям $q_R+q_H=2$ и $q_R+q_H=\mathrm{3,}$ примерно в 2,2 раза за счет однотипных линейных зависимостей парциальных КНД и эффективных площадей антенн.

При применении в РЛС и постановщике помех антенн, показатели парциальных КНД которых удовлетворяют условиям $q_R+q_{Н}=0$ и $q_R+q_{Н}=\mathrm{4,}$ период следования импульсов может быть уменьшен по сравнению со значениями ${Т}_R,$ достижимыми при $q_R+q_{Н}=2$ или $q_R+q_{Н}=3$ в 1,33 и 1,08 раза соответственно.

Для подавления РЛС с антенной, характеризуемой парциальным КНД $D{}_{R\text{0\hspace{0.17em}}}^{\left(q_R,р\right)}={10}^3,$ $q_R=\mathrm{0,}\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ $p=\mathrm{1,}\mathrm{2,}$ и относительной полушириной полосы рабочих частот  0,5, обеспечивающей дальность действия не более 50 км, в интересах самоприкрытия объекта с парциальной ЭПР, удовлетворяющей условию ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}{а}^{\text{2}}=1$ м2, на дальности $R_R=100\dots 150$ км требуется постановщик помех с энергетическим потенциалом до 180 Вт. При создании помех из вынесенной точки, удаленной от РЛС на расстояние $R_{Н}=200$ км, требуемое сокращение $R_R$ до 50 км достигается при энергетическом потенциале постановщика порядка 4 кВт. Прикрытие объекта с ЭПР, характеризуемой величиной ${\tilde{\alpha }}_{\text{0}}{а}^{\text{2}}=10$ м2, мощность маскирующей помехи требуется увеличить примерно в 10 раз.

В результате замены в составе защищаемого объекта уголковых отражателей с полукруглыми и прямоугольными гранями на отражатели треугольной конструкции, обладающие меньшими ЭПР, коэффициенты сокращения дальности действия РЛС, уменьшенной за счет постановки маскирующих помех в 2 раза, составят 3 и 6 раз соответственно.

Заключение

С использованием спектральных энергетических уравнений передачи-приема волновых процессов в радиоканале с рассеянием на объекте и прямом радиоканале проведен анализ энергетических соотношений информационных сигналов и активных маскирующих помех на входах приемников РЛС. Энергия информационных сигналов и помех, поступающих на вход приемника, определяется величиной произведения спектральной плотности мощности излучения и парциального момента передачи-приема, усредненного в диапазоне циклических частот.
Уровень сигнала на входе приемника достигает наибольшего значения при изменении парциального момента передачи-приема сигналов в радиоканале по линейному закону. Энергия информационных сигналов возрастает пропорционально коэффициентам, зависящим от относительной полуширины их спектров, и убывает с ростом центральной циклической частоты во второй степени. С увеличением частоты повторения импульсов при предельно допустимой средней плотности мощности излучения, ограниченной требованиями к скрытности РЛС, пропорционально снижается плотность энергии зондирующих сигналов.

Исследованы закономерности повышения защищенности ЛА от РЛС при совместном применении средств снижения радиолокационной заметности и маскировки преднамеренными помехами комплексов индивидуальной и индивидуально-взаимной защиты. Показано, что скрытность радиолокационных целей снижается по мере увеличения габаритов антенн РЛС вследствие повышения парциальных КНД и возрастает при увеличении размеров антенных систем постановщиков маскирующих помех за счет возрастания их эффективных площадей.

При совместном применении средств снижения заметности и постановщиков активных помех коэффициент уменьшения дальности действия РЛС определяется произведением коэффициента, характеризующего возможности автономной маскировки информационных сигналов, и коэффициента, достижимого за счет уменьшения ЭПР защищаемого объекта, во второй степени [3].

About the authors

Sergey N. Razinkov

Military Educational and Scientific Centre of the Air Force N.E. Zhukovsky and Y.A. Gagarin Air Force Academy (Voronezh) the Ministry of Defence of the Russian Federation

Email: razinkovsergey@rambler.ru

Doctor of Physical and Mathematical Sciences, Associate Professor, Leading Researcher of Research Test Institute (Radio-Electronic Fight)

Russian Federation, Voronezh

Olga E. Razinkova

Military Educational and Scientific Centre of the Air Force N.E. Zhukovsky and Y.A. Gagarin Air Force Academy (Voronezh) the Ministry of Defence of the Russian Federation

Author for correspondence.
Email: razinkovsergey@rambler.ru

Candidate of Technical Sciences, Senior Research Associate of Research Center (Problems of Application, Providing and Management of the Air Force of Aircraft)

Russian Federation, Voronezh

References

Supplementary files