Feed system tracking receive/transmit shaped Cassegrain antenna C/K bands

Full Text

Введение

В настоящее время в составе наземных станций спутниковых систем связи широко применяются многодиапазонные двухзеркальные антенны (МДЗА). При построении МДЗА используются достаточно сложные облучающие системы, которые обеспечивают прием и передачу высокочастотных (ВЧ) сигналов в нескольких частотных диапазонах одновременно на двух ортогональных поляризациях, вращающихся или линейных [1]. Облучающие системы состоят из многодиапазонных гофрированных рупоров и волноводных сборок из устройств, которые, осуществляя частотную и поляризационную селекцию принимаемых/передаваемых сигналов, совмещают порты приемных и передающих каналов [2; 3].

Для получения предельных значений кросс-поляризационной развязки в одноименных каналах приема и передачи сигналов позиционирование электрической оси МДЗА в направлении на космический аппарат (КА), должно обеспечиваться в 1дб-контуре основного лепестка диаграммы направленности (ДН) антенны.

В стационарных станциях такая точность позиционирования электрической оси МДЗА обеспечивается методами: программного слежения по рассчитанным во времени угловым координатам КА, или экстремального регулирования, по данным измерения уровней принимаемых сигналов при смещении антенны с направления на КА [4].

В случаях, когда станции космической связи базируются на подвижных носителях, например, на кораблях, то при движении корабля, воздействии качки и иных дестабилизирующих факторов методы программного и экстремального слежения не смогут обеспечить удержание МДЗА в направлении на ИСЗ. Для решения этой проблемы, как правило, применяют моноимпульсный метод слежения, основанный на использовании суммарных и разностных диаграмм направленности. При реализации моноимпульсного метода в зеркальных антеннах формирование суммарных и разностных диаграмм направленности осуществляется многомодовым возбуждением излучающего раскрыва облучающей системы. Такой раскрыв может быть образован апертурой многодиапазонного гофрированного конического рупора при возбуждении его доминантной модой Н₁₁ и модами высших типов; или многоэлементным облучателем, образованным излучателями разных частотных диапазонов.

В этой связи облучающие системы МДЗА должны обеспечивать совмещение не только каналов приема и передачи ВЧ-сигналов, но и пеленгационных каналов для построения моноимпульсной системы слежения.

Целью настоящей статьи является исследование возможности создания облучающей системы, обеспечивающей в МДЗА совмещение приема и передачи сигналов в разнесенных диапазонах с полосами частот С(Rx) – 21 %, С(Tx) – 16 % и K(Rx) – 21 %, с реализацией в обоих приемных диапазонах моноимпульсной системы углового автосопровождения.

Решаемые задачи.

1. Разработка трехдиапазонной облучающей системы, обеспечивающей реализацию автосопровождения в обоих приемных диапазонах.
2. Анализ характеристик трехдиапазонной облучающей системы, обеспечивающей реализацию приема и автосопровождения в обоих приемных диапазонах.

Прежде всего, необходимо отметить, что построение трехдиапазонной облучающей системы, обеспечивающей автосопровождение в С(Rx) и K(Rx) диапазонах на основе рупорного облучателя с единым раскрывом определяет такой входной диаметр рупора, при котором возбуждается большое число высших мод в K(Rx) диапазоне, что приводит к значительному снижению КУ и крутизны пеленгационной характеристики (ПХ).

Еще один вариант построения трехдиапазонной облучающей системы с реализацией автосопровождения может быть выполнен на основе рупора, обеспечивающего в K(Rx) диапазоне прием сигнала и автосопровождение ИСЗ путем формирования высшей моды и четырех рупоров, обеспечивающих формирование суммарно и разностной ДН для приема и автосопровождения ИСЗ в С(Rx) диапазоне, а так же передачи С(Тx) диапазоне. Однако в этом случае необходимые параметры рупора для совмещения С(Rx)/С(Тx) не позволяют обеспечить формирование необходимых суммарных и разностных ДН в С-диапазоне.

Таким образом, реализация облучающей системы МДЗА, обеспечивающей совмещенный прием/передачу сигналов в широко разнесенных диапазонах С(Rx)/С(Тx)/K(Rx) и автосопровождение ИСЗ моноимпульсным методом в обоих приемных диапазонах С(Rx) и K(Rx), может быть выполнена только на основе применения комбинации разных типов излучателей и устройств, а также способов формирования суммарных и разностных каналов.

С учетом того, что облучатель диапазона K(Rx) на основе многомодового гофрированного конического рупора будет иметь диаметр раскрыва, сопоставимый с длинами волн С(Тx) и С(Rx) диапазонов, то облучающая система может выполнена в виде комбинации этого облучателя, установленного по оси, и двух облучателей диапазонов С(Тx) и С(Rx) с апертурами антенных решеток (АР) 2 ´ 2, образованными излучающими элементами (ИЭ), расположенными вокруг конического рупора приведено на рис. 1. Такое построение облучающей системы позволит, во-первых, проводить независимую оптимизацию формируемых информационных каналов для достижения предельных энергетических характеристик МДЗА, во-вторых, реализовать моноимпульсное слежение в обоих приемных диапазонах, в С(Rx) диапазоне – по 4-х рупорной схеме, а в K(Rx) диапазоне - при возбуждении рупора гибридной модой НЕ₂₁.

 

Рис. 1. Облучающая система: 1 – рупор K(Rx); 2 – АР 2 × 2 С(Rx); 3 – АР 2 × 2 С(Тx)

Fig. 1. Radiation system: 1 – horn K(Rx); 2 – AP 2 × 2 C(Rx); 3 – AP 2 × 2 C(Tx)

 

Для реализации трехдиапазоннй облучающей системы в качестве ИЭ АР С(Rx) и С(Тx) диапазонов использовались антенны поверхностных волн, направленность которых определяется не поперечными, а осевыми размерами. К таким антеннам относятся диэлектрические стержневые антенны, возбуждаемые волноводами круглого сечения, которые могут поддерживать распространение гибридной моды НЕ₁₁ и, соответственно, иметь ДН с осевой симметрией [5].

Однако продольным излучателям присуще осевое изменение положения фазового центра в полосе частот. Поэтому для минимизации снижения КИП из-за дефокусировки МДЗА в диапазонах С(Rx) и С(Тx) антенные решетки должны располагаться относительно вторичного фокуса зеркальной системы в положениях P₀, при которых смещения фазового центра из плоскости вторичного фокуса на нижней и верхней частотах, приведенные к длине волны, одинаковы. Положения P₀ определяются из соотношения:

$P_0=\frac{P_{\text{н}}{\lambda }_{\text{в}}+P_{\text{в}}{\lambda }_{\text{н}}}{{\lambda }_{\text{н}}+{\lambda }_{\text{в}}},$   (1)

где $P_{\text{н}}$ и $P_{\text{в}}$ – расчетные положения фазовых центров ИЭ на нижней и верхней частотах диапазонов С(Rx) и С(Тx).

Выбор параметров диэлектрических стержней позволило минимизировать уровень боковых лепестков ДН в обеих АР и, соответственно, увеличить долю энергии, перехватываемую КР.

Моделирование АР 2 × 2 С(Rx) диапазона и АР 2 × 2 С(Тx) диапазона проводилось с ИЭ, имеющими расстояния между осями $\mathrm{1,25}\lambda \text{С(Rx)}$ и $\mathrm{1,5}\lambda \text{С(Тx)},$ определенными при диаметре внешней стенки центрального рупора $5\lambda \text{K(Rx)},$ с проведением оптимизации геометрических параметров диэлектрических стержней для минимизации уровня боковых лепестков и, соответственно, уменьшения мощности за пределами угла облучения КР.

Конфигурация диэлектрических стержней с возбуждаемыми волноводами круглого сечения, используемых в ИЭ диапазонов С(Rx) и С(Тx), приведена на рис. 2.

 

Рис. 2. Диэлектрический стержень ИЭ

Fig. 2. Dielectric rod of the radiating element

 

Соотношение (2), приведенное в [5], позволяет с достаточной точностью оценить потери $\alpha \left(dB\right),$ вносимые излучающей частью диэлектрических стержней длиной L:

$\alpha \left(dB\right)=\mathrm{27,3}QF\sqrt{{\epsilon }_{\text{r}}}\tan \delta \frac{L}{\lambda }.$   (2)

При изготовлении стержней из арфлона с ${\epsilon }_{\text{r}}=\mathrm{2,2}$ и $\tan \delta =(1÷3)\cdot {10}^{-4},$ имеющих коэффициент заполнения $QF~\mathrm{0,3}$ и длину излучающей части стержней ~ 5.5l, вносимые потери в С(Rx) диапазоне составят $~\mathrm{0,02}$ dB.

На рис. 3 представлен общий вид облучающей системы.

 

Рис. 3. Апертура облучающей системы

Fig. 3. Aperture of the irradiation system

 

Основным, общепринятым показателем эффективности МДЗА являются значения коэффициента усиления (КУ) по каналам приема и передачи сигналов, а также крутизны ПХ, которые зависят от реализуемых коэффициентов использования площади (КИП) раскрыва в диапазонах частот каналов. Для достижения высоких значений КИП в МДЗА, как правило, применяются зеркальные системы, выполненные по схеме Кассегрена с профилированными поверхностями зеркал. Профили зеркал рассчитываются при задании их линейных и угловых размеров и функции $F_0\left(\theta \right),$ описывающей ДН облучателя по мощности, исходя из формирования в апертуре равномерного или близкому к нему распределения энергии электромагнитного поля.

Апертурный КИП h_А при отличии ДН первичного облучателя $F\left(\theta \right)$  от функции $F_0\left(\theta \right),$ использовавшейся при расчете поверхностей зеркал двухзеркальной системы с равномерным распределением поля в апертуре, может быть определен из соотношения [6–8]:

$h_{\text{A}}=\frac{{\left|{\displaystyle {\int }_0^{{\theta }_0}{\left[F_0\left(\theta \right)\right]}^{1/2}{\left[F\left(\theta \right)\right]}^{1/2}\sin \theta d\theta }\right|}^2}{{\displaystyle {\int }_0^{{\theta }_0}{F}_0\left(\theta \right)\sin \theta d\theta {\int }_0^{{\theta }_0}F\left(\theta \right)\sin \theta d\theta }}.$  (3)

Коэффициент, учитывающий «перелив» энергии за края КР определяется как отношение мощности, перехватываемой КР, к общей мощности:

$h_{\text{пер}}=\frac{{\displaystyle {\int }_0^{{\theta }_0}F\left(\theta \right)\sin \theta d\theta }}{{\displaystyle {\int }_0^{\pi }F\left(\theta \right)\sin \theta d\theta }}.$   (4)

Так как коэффициенты h_A и h_пер вносят основной вклад в итоговый КИП, то выбор и оптимизация конфигурации раскрыва и параметров облучающей системы должен проводиться вместе с оптимизацией параметров зеркальной системы МДЗА по критерию достижения максимальных значений произведения h_Ah_пер в каждом частотном диапазоне при их допустимых изменениях в полосе частот.

Рис. 4 и 5 содержат суммарные и разностные ДН АР 2 × 2 С(Rx) и суммарные ДН АР 2 × 2 С(Тx) в основных плоскостях на нижних (сплошная линия), средних (пунктирная линия) и верхних (штрихпунктирная линия) частотах диапазонов.

 

Рис. 4. Суммарные и разностные ДН АР 2 × 2 С(Rx)

Fig. 4. Total and difference radiation pattern of AR 2 × 2 C(Rx)

 

Рис. 5. Суммарные ДН АР 2 × 2 С(Тx)

Fig. 5. Total radiation pattern of AR 2 × 2 C(Tx)

 

Из анализа представленных суммарных ДН следует, что обе АР 2 × 2 обеспечат облучение КР основным лепестком ДН во всей полосе рабочих частот при условии выбора углового полуразмера КР ${\theta }_0$ не более 17°. ДН на основной и кросс- поляризациях на средней частоте С(Rx) диапазона, приведенные на рис. 6, свидетельствуют о том, что уровень кросс-поляризационных лепестков в пределах угла ${\theta }_0$ не превышает минус 30 дБ, что сопоставимо с характеристиками гофрированных конических рупоров.

 

Рис. 6. Суммарные ДН АР 2 × 2 С(Rx) на основной и кросс-поляризациях

Fig. 6. Total AP 2 × 2 C(Rx) patterns on the main and cross-polarizations

 

Полученные суммарные ДН АР 2 × 2 диапазонов С(Rx) и С(Тx) позволяют, используя соотношения (1) и (2), определить частотные зависимости апертурного КИП h_А и коэффициенты перехвата мощности КР h_пр в пределах угла ${\theta }_0=17°.$

Для получения в диапазоне прима максимально возможных значений произведения h_Ah_пр в качестве ДН $F_0\left(\theta \right),$ используемой при расчете поверхностей зеркал, должна быть выбрана ДН АР 2 × 2 С(Rx). Выбор ДН $F_0\left(\theta \right)$  на частоте 3,7 ГГц позволил получить произведение h_Ah_пр в области значений от 0,73 до 0,8, которые сопоставимы со значениями, реализуемыми в ДЗА с рупорным облучателем.

Произведение h_Ah_пр в С(Тx) диапазоне будет иметь также приемлемые значения в пределах от 0,64 до 0,76. Частотные зависимости h_A и h_пр и их произведений h_Ah_пр в С(Rx) и С(Тx) диапазонах приведены на рис. 7 и 8 соответственно.

 

Рис. 7. КИП ДЗА в С(Rx) диапазоне

Fig. 7. Area utilization factors of the multi-band dual-mirror antenna in the C(Rx) range

 

Рис. 8. КИП ДЗА в С(Tx) диапазоне

Fig. 8. Area utilization factors of the multi-band dual-mirror antenna in the C(Tx) range

 

Формирование суммарной и разностной ДН облучателя K(Rx) диапазона осуществляется возбуждением гофрированного конического рупора доминантной модой Н₁₁ и высшей модой Н₂₁ круглого волновода.

Гофрированный конический рупор с размером апертуры, ограниченной диаметром 5lK(Rx), должен иметь суммарные ДН с осевой симметрией, близкие по форме к ДН  выбранной для расчета поверхностей зеркал, а также соответствовать предъявляемым типовым требованиям к уровню обратных потерь по основной и следящей модам (Н₁₁ и Н₂₁) и уровню кросс- поляризационных лепестков по основной моде в пределах угла облучения КР.

Получение осесимметричных ДН при низком уровне кросс- поляризационных лепестков в пределах угла облучения КР зависит от выполнения в апертуре балансного гибридно-модового условия для моды HE₁₁ и степени минимизации уровня преобразования этой моды в моды EH₁₂ и HE_1n (n > 1) вдоль всей длины гофрированного рупора [9–11]. Это достигается тогда, когда поверхностная проводимость на границе гофрированной области становится близкой к нулю. Поскольку общая полоса частот диапазона K(Rx) не превышает октавы, то выполнение балансного гибридно-модового условия для моды HE₁₁ в апертуре синтезированной модели конического рупора было получено при образовании гофрированной поверхности конической части и модового преобразователя канавками различной конфигурации и глубины, перпендикулярными оси рупора.

На рис. 9 представлены ДН рупора по моде Н₁₁ на средней частоте K(Rx) диапазона на основной и кросс-поляризациях, а на рис. 10 – ДН на модах Н₁₁ и Н₂₁ на основной поляризации на нижней (сплошная линия), средней (пунктирная линия) и верхних (штрихпунктирная линия) частотах диапазона K(Rx).

 

Рис. 9. ДН рупора на основной и кросс-поляризациях

Fig. 9. Horn RP for main and cross-polarizations

 

Рис. 10. ДН рупора на модах Н₁₁ и Н₂₁

Fig. 10. Horn RP for Н₁₁ and Н₂₁ modes

 

Однако, как следует из апертуры облучающей системы, рупор будет в окружении диэлектрических стержней ИЭ антенных решеток АР 2 × 2 С(Rx) и АР С(Тx), что должно сказываться на его электрических характеристиках.

Сравнение характеристик излучения рупора в свободном пространстве в окружении диэлектрических стержней ИЭ показало влияние последних, которое проявляется в повышении уровня боковых лепестков и нарушении симметрии основного лепестка ДН по моде Н₁₁, что иллюстрируется ДН для средней частоте K(Rx) диапазона, представленной на рис. 11, при этом кросс-поляризационная составляющая осталась на уровне 30 дБ.

 

Рис. 11. ДН рупора в окружении ИЭ АР 2 × 2 С(Rx) и АР С(Тx)

Fig. 11. Horn pattern surrounded by 2 × 2 AP C(Rx) and AP C(Tx)

 

Построение облучающей системы будет определяться построением облучателей С(Rx), С(Тx) и K(Rx) диапазонов в соответствии с техническими решениями, приведенными в статье, и, исходя из реализации в диапазонах С(Rx) и K(Rx) моноимпульсной системы слежения при приеме сигналов различных поляризаций. Выбор схемных построений облучателей должен обеспечивать выполнение их компоновок, при которых может быть реализована общая компоновка облучающей системы в конструктивном объеме МДЗА, определяемым геометрическими параметрами зеркальной системы.

Заключение

1. Представлено построение облучающей системы МДЗА для зеркал с профилированными поверхностями, с реализацией совмещенного приема сигналов в диапазонах частот С(Rx) и K(Rx) с полосой 21 % и передачей сигналов в диапазоне частот С(Tx) с полосой 16 %, и формирование в обоих приемных диапазонах парциальных ДН для реализации моноимпульсной системы углового слежения.

Облучающая система образована:

- в K(Rx) диапазоне установленным по оси гофрированным коническим рупором;

- в С(Rx) и С(Tx) диапазонах – на основе двух АР 2 × 2 с ИЭ в виде диэлектрических стержневых антенн, возбуждаемых доминантными модами круглых волноводов.

Такое построение облучающей системы в С(Rx) и С(Tx) диапазонах позволило получить характеристики излучения, при которых ДЗА имеет значения КИП, сопоставимые со значениями, реализуемыми в ДЗА с рупорным облучателем.

2. Анализ характеристик трехдиапазонной облучающей системы по обеспечению реализации приема и автосопровождения в С(Rx) и K(Rx) диапазонах показал:

- прием сигналов ортогональных круговых или линейных поляризаций с уровнями кросс-поляризационной развязки более 30 дБ;

- формирование идентичных парциальных ДН и, соответственно, неизменных пеленгационных характеристик каналов слежения в полосе частот;

- устойчивый режим слежения по сигналам бортовых ретрансляторов в системах связи с повторным использованием частот.

About the authors

Lyudmila N. Kozlova

FSUE «RNIIRS»

Email: luda63wnet@mail.ru

software engineer 

Russian Federation, 130, Nansen Street, Rostov-on-Don, 344038

Aleksandr E. Korovkin

FSUE «RNIIRS»

Author for correspondence.
Email: alkejzer@mail.ru
SPIN-code: 7382-8328

Candidate of Engineering Sciences, senior researcher 

Russian Federation, 130, Nansen Street, Rostov-on-Don, 344038

Dmitriy Ya. Razdorkin

FSUE «RNIIRS»

Email: rd_rdy@mail.ru

deputy of scientific and technical complex

Russian Federation, 130, Nansen Street, Rostov-on-Don, 344038

Natalia V. Tokareva

FSUE «RNIIRS»

Email: annanata65@mail.ru

team leader 

Russian Federation, 130, Nansen Street, Rostov-on-Don, 344038

References

Supplementary files