The wireless communications systems in subterahertz frequency range

Full Text

Введение

Субтерагерцовый (субТГц) и терагерцовый (ТГц) диапазоны частот являются перспективными для построения высокоскоростных беспроводных сетей связи. Работа в субТГц и ТГц частотных диапазонах позволяет использовать полосу пропускания шириной в несколько десятков гигагерц, обеспечивая высокую пропускную способность сети связи. В то же время, использование субТГц и ТГц диапазонов частот вносит определенные сложности в работу сетей связи, в частности, связанные с необходимостью учитывать быстрое ослабление сигнала при распространении в атмосфере.

Из-за сравнительно большого поглощения в атмосфере волны субТГц и ТГц частотного диапазонов относятся к волнам ближнего действия. При распространении волн субТГц частотного диапазона возникает ослабление сигнала в атмосферных газах и гидрометеорах, а также деполяризация излучения, амплитудные и фазовые изменения. С повышением частоты ослабление сигнала в атмосфере возрастает и зависит от погодных условий. В атмосфере имеются и постоянные полосы интенсивного поглощения радиоволн, обусловленные наличием молекулярного кислорода и водяного пара: 22,2 ГГц (Н2О), 60 ГГц (О2), 118,8 ГГц (О2) и 180 ГГц (Н2О) и т. д. В результате, зависимость от частоты ослабления волны в атмосфере имеет сложный вид, показанный на рис. 1 [1]. Практический интерес для связи представляют «окна прозрачности», в которых наблюдается минимальное затухание по сравнению с соседними участками субТГц частотного диапазона. Окна относительной прозрачности лежат в диапазонах: 70–100 ГГц, где атмосферное затухание составляет около 1,5 дБ/км, что близко к затуханию в традиционных СВЧ-диапазонах; в начале ТГц диапазона в интервале 200–300 ГГц, где атмосферное затухание составляет около 5-10 дБ/км. Ограничение на дальность связи может быть частично снято с помощью понижения частоты до нижней части ТГц спектра - в субТГц диапазон (в районе 0,2 ТГц), а также уменьшения ширины полосы пропускания канала с десятков до единиц гигагерц. Кроме того, для прямой наземной связи способом скомпенсировать большие потери является использование фиксированных узконаправленных антенн, при передаче на расстояние более 100 метров.

 

Рис. 1. Атмосферное ослабление в ТГц частотном диапазоне [1]

Fig. 1. Atmospheric attenuation in the THz frequency range [1]

 

В настоящее время наибольшая скорость передачи данных составляет 24–25 Гбит/с на расстоянии не более 10 м. Эти результаты представлены в работах [2; 3]. Наибольшая дальность связи составляет 5,8 км при скорости передачи данных 10 Гбит/с на частоте 120 ГГц [4]. Наиболее эффективная система связи представлена в [5]. Она обеспечивает скорость передачи данных до 10 Гбит/с при ширине канала связи 3,6 ГГц и частоте несущей 140 ГГц на дальности до 1,5 км. В данной работе применена 16-QAM модуляция.

СубТГц и ТГц частотные диапазоны могут в будущем стать основой беспроводных коммуникационных систем, обеспечивающих в сотни раз большую скорость передачи данных, нежели нынешние сети мобильной связи. Развитие и внедрение систем различного назначения этих диапазонов находятся в прямой зависимости от появления и совершенствования приборов современной электроники.

1. Широкополосное приемопередающее устройство субТГц частотного диапазона

Группой исследователей из НГТУ им. Р.Е. Алексеева и ИФМ РАН был разработан подход к созданию широкополосного приемопередающего устройства и реализован лабораторный макет приемопередающего тракта на частоте 200–220 ГГц с применением современных полупроводниковых приборов [6]. На рис. 2 и 3 представлены схемы передатчика и приемника этого тракта.

 

Рис. 2. Схема передатчика: 1 - генератор на диэлектрическом резонаторе (ГДР) (7,333 ГГц); 2 - модулятор (амплитудная манипуляция) (АМн); 3 - умножитель частоты на 15; 4 - удвоитель частоты; 5 – цифровой интерфейс до 1 Гбит/с

Fig. 2. Transmitter circuit: 1 - dielectric resonator generator (GDR) (7.333 GHz); 2 - modulator (amplitude manipulation) (AMh); 3 - frequency multiplier by 15; 4 - frequency doubler; 5 - digital interface up to 1 Gbit/s

 

Рис. 3. Схема приемника: 1 - субгармонический смеситель; 2 - умножитель частоты на 15; 3 - генератор на диэлектрическом резонаторе (7 ГГц); 4 - усилитель промежуточной частоты (УПЧ); 5 - демодулятор (амплитудная манипуляция); 6 - цифровой интерфейс до 1 Гбит/с

Fig. 3. Diagram of the receiver: 1 - subharmonic mixer; 2 - the frequency multiplier of 15; 3 - generator based on dielectric resonator (7 GHz); 4 - the intermediate frequency amplifier (Ombudsman); 5 - demodulator (amplitude manipulation); 6 - digital interface up to 1 Gbit/s

 

В качестве задающих генераторов как передатчика, так и гетеродина приемника применены генераторы на диэлектрических резонаторах (ГДР). Они обладают достаточно высокой стабильностью частоты и очень высокой спектральной чистотой сигнала. Далее сигналы от ГДР проходят через умножители частоты на 15. В передатчике этот сигнал предварительно модулируется по амплитуде. Выбрана амплитудная манипуляция (АМн), как наиболее простой способ и при данном построении схемы единственно возможный. Другие виды модуляции неизбежно были бы искажены при умножении частоты. Сигнал с частотой 110 ГГц в передатчике затем удваивается по частоте до 220 ГГц и поступает на антенну, имеющую высокий (порядка 50 дБ) коэффициент усиления (КУ).

Приемная антенна принимает сигнал 220 ГГц и передает его на входной субгармонический смеситель, на другой вход которого поступает сигнал от гетеродина 105 ГГц. С выхода смесителя сигнал ПЧ 10 ГГц усиливается и проходит демодуляцию. Расчеты показывают, что мощности на выходе передатчика в несколько сотен микроватт достаточно для передачи цифровых данных на расстояние до 1,5 км при коэффициенте усиления антенны не менее 50 дБ.

Одним из видов антенн, обеспечивающих такой высокий коэффициент усиления, является зеркальная антенна Кассегрена. Она состоит из рупорного облучателя, вспомогательного зеркала - субрефлектора в виде гиперболоида вращения, и основного зеркала в виде параболоида вращения. Преимуществом антенны является небольшой размер, простота в изготовлении, при этом достигаются высокие значения коэффициента усиления и малые уровни боковых лепестков. Конструкция антенны представлена на рис. 4.

В настоящее время активно развиваются методы решения самосогласованных задач излучения [7; 8] применительно к расчету зеркальных антенн [9].

В настоящей работе был применен лучевой подход [10], который позволяет в первом приближении найти основные параметры антенны:

- диаметр основного зеркала:

$D_{\text{б}}=\frac{\lambda }{\pi }\sqrt{\frac{G_m}{{\nu }_{\text{рез}}}},$ (1)

где ${\nu }_{\text{рез}}$ – коэффициент использования поверхности (рекомендуемый 0,5…0,7);  $\lambda$- длина волны;  $G_m$- коэффициент усиления;

- фокусное расстояние:

$f_{\text{б}}=\left(\mathrm{0,35...0,5}\right)D_{\text{б}};$ (2)

- половина угла раскрыва:

${\psi }_0=2\mathrm{arctg}\left(\frac{D_{\text{б}}}{4f_{\text{б}}}\right);$ (3)

- диаметр вспомогательного зеркала:

$D_{\text{м}}=\sqrt{2\alpha \lambda f_{\text{б}}},$ (4)

где $\alpha$ - коэффициент, учитывающий амплитудное распределение поля в раскрыве облучателя;

- эксцентриситет:

$e_{\text{к}}=\frac{4f_{\text{б}}+D_{\text{м}}}{4f_{\text{б}}-D_{\text{м}}};$ (5)

- половина угла раскрыва вспомогательного зеркала:

 ${\phi }_0=2\mathrm{arctg}\left[\left(\frac{e_{\text{к}}-1}{e_{\text{к}}+1}\right)\mathrm{tg}\left(\frac{{\psi }_0}{2}\right)\right];$ (6)

- расстояние между действительным и мнимым фокусами гиперболы:

  $4C=\frac{D_{\text{м}}\sin ({\psi }_0+{\phi }_0)}{\sin {\psi }_0\sin {\phi }_0}.$ (7)

Рассчитанных параметров достаточно для построения модели антенны в системе автоматизированного проектирования (САПР) для точного расчета и анализа полученных характеристик.

Дальнейший расчет электрических параметров и характеристик антенны Кассегрена проводился с использованием программы CST Microwave Studio [11], которая предназначена для трехмерного электродинамического моделирования СВЧ-устройств.

 

Рис. 4. Основные геометрические параметры антенны Кассегрена

Fig. 4. Basic geometric parameters of the Cassegrain antenna

 

Результаты расчета диаграммы направленности в Е- и Н-плоскостях исследуемой антенны Кассегрена на частоте 220 ГГц приведены на рис. 5.

 

Рис. 5. Диаграмма направленности антенны Кассегрена на частоте 220 ГГц

Fig. 5. The radiation pattern of the Cassegrain antenna at a frequency of 220 GHz

 

Было исследовано влияние неточностей изготовления антенны на ее характеристики [12]. На рис. 6, а приведена зависимость коэффициента усиления (КУ) антенны Кассегрена на частоте 220 ГГц от смещения фазового центра s (в долях от рабочей длины волны) рупора в фокальной плоскости. Видно, что максимальное допустимое смещение центра рупора – не более длины волны. Дальнейшее смещение приводит к резкому уменьшению КУ.

На рис. 6, б приведена частотная зависимость КУ антенны от частоты. Рабочая полоса частот антенны обеспечивает передачу широкополосного информационного сигнала.

На рис. 6, в приведена зависимость КУ антенны от фокального параметра $A_{par}=1/(4f_m).$

 

Рис. 6. Зависимость коэффициента усиления от смещения фазового центра рупора в фокальной плоскости (а), от частоты (б) и от фокального параметра A_par (в)

Fig. 6. The dependence of the gain on the displacement of the phase center of the horn in the focal plane (a), on the frequency (b) and on the focal parameter A_par (c)

 

Из рисунка видно, что коэффициент усиления антенной системы чувствителен к фокальному параметру основного зеркала. Поэтому должна быть высокая точность при изготовлении зеркал.

С использованием результатов расчетов была спроектирована и изготовлена антенна Кассегрена, предназначенная для использования в высокоскоростной системе связи на частоте 220 ГГц, имеющая диаметр основного и вспомогательного зеркал 200 мм и 16 мм, соответственно. В качестве облучателя для антенной системы использовался пирамидальный рупор, питаемый прямоугольным волноводом сечением  мм. Внешний вид антенны показан на рис. 7.

 

Рис. 7. Внешний вид антенны Кассегрена на частоту 220 ГГц

Fig. 7. The appearance of the Cassegrain antenna at a frequency of 220 GHz

 

Экспериментальное исследование антенны Кассегрена [13] проводилось по стандартной методике измерения в дальней зоне [14]. На рис. 8 представлена структурная схема измерительной установки. Исследуемая антенна 3 (работающая в режиме приема) расположена на опорно-поворотном устройстве 4. На некотором расстоянии r в дальней зоне этой антенны расположена вспомогательная передающая антенна 2, возбуждаемая генератором 1. Приемное устройство 5 имеет индикатор мощности 6, поступающей на вход приемного устройства. Зависимость показаний этого индикатора р от угла поворота $\theta$ антенны 3 при некотором фиксированном угле поворота ${\phi }_1$ является сечением диаграммы направленности антенны по мощности $р(\theta ,{\phi }_J)$ в плоскости ${\phi }_1={\phi }_J$$=\text{const}.$ Выбирая различные значения угла ${\phi }_J={\phi }_1,$${\phi }_2,$$\dots ,$ можно измерить ДН в различных сечениях. При проведении измерений важно обеспечить отсутствие отражений от пола, потолка, стен (см. штриховую линию на рис. 8) и других окружающих предметов в измерительной лаборатории. Для ослабления влияния отраженных сигналов на отражающие поверхности укладывались щиты с поглощающим электромагнитное поле покрытием.

 

Рис. 8. Схема метода полигонных измерений

Fig. 8. Scheme of the polygon measurement method

 

Расстояние r между антеннами определяется выражением

$r\ge \frac{2L_2^2}{\lambda },$

где L₂ – максимальный размер апертуры антенны Кассегрена.

В качестве вспомогательной антенны использовалась рупорно-линзовая антенна с коэффициентом усиления 26 дБи. Шаг измерения ДН составлял 5 угловых минут. Настройка антенны на максимальное значение КУ проводилась путем регулировки субрефлектора по трем координатам. Результаты экспериментального исследования исследуемой антенны приведены на рис. 9.

 

Рис. 9. Измеренная диаграмма направленности антенны Кассегрена на частоте 220 ГГц (Ряд 1 – плоскость Е; Ряд 2 – плоскость Н)

Fig. 9. The measured radiation pattern of the Cassegrain antenna at a frequency of 220 GHz (Row 1 – plane E; Row 2 – plane H)

 

Коэффициент усиления антенны измерялся в лабораторных условиях с использованием формулы Фрииса [14]:

$P_{\text{пр}}=P_{\text{пер}}{G}_{\text{пер}}{G}_{\text{пр}}{\left(\frac{\lambda }{4\pi R}\right)}^2,$

связывающей мощность в приемной антенне $P_{\text{пр}}$ и мощность, подводимую к передающей антенне $P_{\text{пер}}$ при известных коэффициентах усиления $G_{\text{пр}}$ и $G_{\text{пер}}$ обеих антенн и расстоянии между ними R. В нашем случае на частоте 220 ГГц при коэффициенте усиления вспомогательной антенны $G_{\text{пр}}=26$ дБи расчеты дают коэффициент усиления исследуемой антенны Кассегрена $G_{\text{пер}}=\mathrm{49,4}$ дБи. Пределы допускаемой погрешности измерения коэффициента усиления антенны составляет ±3,5 дБ [15].

2. Цифровой модуль в составе макета

С целью организации связи в состав макета был включен цифровой модуль, который на передающей стороне снабжает тракт информационным сигналом и преобразует его с целью дальнейшего представления на приемной стороне. Данный блок состоит из отладочной платы, основной частью которой является программируемая логическая интегральная схема (ПЛИС) и ее алгоритма работы, ЭВМ со специализированным программным обеспечением (ПО).

В первоначальном варианте цифрового модуля использовалась отладочная плата, в состав которой входят ПЛИС ALTERA (модель ACEX EP1K50), преобразователь USB-FIFO (FT2232D), тактовый генератор на 96 МГц, а также элементы оперативной (93С56) и конфигурационной (EPC2LC20) памяти. Специализированное ПО разрабатывалось на языке программирования С#. На данном этапе подключение отладочной платой к ЭВМ происходило посредством интерфейса USB 2.0, который программно замещался виртуальным COM-портом. Алгоритм работы ПЛИС на передающей стороне заключался в снабжении служебной информацией пакетов данных согласно специально разработанному протоколу для дальнейшей передачи на модулятор. На приемной стороне с демодулятора цифровой сигнал обрабатывается и поступает дальше на ЭВМ.

В результате проведенных испытаний была доказана работоспособность макета совместно с цифровым модулем на примере одиночных текстовых сообщений. Помимо этого, была реализована передача текстовых и графических файлов размером до 500 Кбит. Данное ограничение вызвано малой скоростью передачи ПЛИС, которая равна 10 Мбит/с, а также малым объемом буфера.

Для устранения недостатков первоначального варианта было решено заменить отладочную плату цифрового модуля. Учитывая характеристики, которые необходимо было улучшить, была выбрана ПЛИС марки Xilinx семейства Virtex-7 в составе отладочной платы VC707. Она обладает повышенным быстродействием, пропускной способностью в 1 Гбит/с и увеличенным объемом памяти буфера

На новой отладочной плате подключение к ЭВМ осуществляется через интерфейс Ethernet. В связи с этим были внесены изменения в специализированное ПО. Для работы с сетевыми устройствами были использованы библиотеки SharpPcap и PacketDoNet. В функции специального ПО входит прием данных, а также формирование информационной нагрузки линии связи, в качестве которой может выступать как одиночный файл, для оценки параметров качества связи, так и непрерывный поток данных, для оптимизации канала в режиме реального времени.

Помимо этого, был изменен алгоритм работы ПЛИС, который на передающей стороне заключается в приеме и преобразовании параллельного кода в последовательный, разбиение его на пакеты и отправке на высокочастотный выход, подключенный к модулятору. На приемной стороне полученный сигнал, после демодуляции, поступает на ПЛИС для обратного преобразования в параллельный код, а затем отправки на ЭВМ. Этот алгоритм был создан с помощью базовых структур, доступных при работе в среде разработки Xilinx Vivado.

Были проведены испытания действующего макета приемо-передающего канала связи с системами автономного питания с использованием бензиновых электрогенераторов, рис. 10. Определение значения BER производилось косвенным методом по калибровочной таблице через измерения отношения сигнал/шум на выходе усилителя ПЧ приемного устройства канала связи.

 

Рис. 10. Полевые испытания макета субтерагерцовой беспроводной линии связи

Fig. 10. Field tests of the layout of a sub-terahertz wireless communication line

 

Заключение

В работе представлен развитый авторами подход к созданию высокоскоростных беспроводных систем связи субТГц частотного диапазона на основе полупроводниковых приборов и фиксированных узконаправленных антенн. Представлен разработанный лабораторный макет широкополосного приемопередающего устройства субТГц частотного диапазона (200-220 ГГц). Проведены полевые испытания лабораторного макета широкополосного приемопередающего устройства, показавшие возможность передачи цифровых сигналов со скоростью до 1 Гбит/с на расстоянии до 1 км.

About the authors

Vladimir V. Biryukov

Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev

Email: birukovvv@mail.ru
SPIN-code: 4001-1185
Scopus Author ID: 627885

Doctor of Technical Sciences, professor of the Department of Physics and Technology of Optical Communication

Russian Federation, Nizhny Novgorod, Minin Street 24, 603950

Vladimir L. Vaks

Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev; Institute for Physics of Microstructures RAS

Email: vax@ipmras.ru
SPIN-code: 9093-9530
Scopus Author ID: 22502

Candidate of Physico-Mathematical Sciences, professor of the Department of Physics and Technology of Optical Communication, Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev, Head of the Laboratory of Terahertz Spectroscopy, Institute for Physics of Microstructures RAS

Russian Federation, Nizhny Novgorod, Minin Street 24, 603950; Nizhny Novgorod, GSP-105, 603950

Sergey A. Kapustin

Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev

Email: kapustin_1994@mail.ru
SPIN-code: 9385-8346
Scopus Author ID: 1024958

Candidate of Technical Sciences, associate professor of the Department of Physics and Technology of Optical Communication

Russian Federation, Nizhny Novgorod, Minin Street 24, 603950

Vasiliy A. Malakhov

Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev

Email: mr.vasmal@mail.ru
SPIN-code: 6865-6665
Scopus Author ID: 375268

Doctor of Technical Sciences, professor of the Department of Physics and Technology of Optical Communication

Russian Federation, Nizhny Novgorod, Minin Street 24, 603950

Aleksandr N. Panin

Institute for Physics of Microstructures RAS

Email: physics@nntu.ru
SPIN-code: 8179-3488
Scopus Author ID: 37963

leading engineer

Nizhny Novgorod, GSP-105, 603950

Sergey I. Pripolzin

Institute for Physics of Microstructures RAS

Email: kaf-ftos@yandex.ru
SPIN-code: 9046-8640
Scopus Author ID: 24452

leading engineer 

Russian Federation, Nizhny Novgorod, GSP-105, 603950

Aleksey S. Raevskiy

Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev

Author for correspondence.
Email: raevsky_as@mail.ru
ORCID iD: 0000-0001-8678-0949
SPIN-code: 1787-5506
Scopus Author ID: 163018

Doctor of Physical and Mathematical Sciences, head of the Department Physics and Technology of Optical Communication

Russian Federation, Nizhny Novgorod, Minin Street 24, 603950

Yuliya V. Raevskaya

Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev

Email: raevskaja.julija@yandex.ru
ORCID iD: 0009-0008-2357-2251
SPIN-code: 5101-0265
Scopus Author ID: 627841

Candidate of Technical Sciences, associate professor of the Department of Physics and Technology of Optical Communication

Russian Federation, Nizhny Novgorod, Minin Street 24, 603950

Vladimir V. Shcherbakov

Nizhny Novgorod State Technical University named after R.E. Alekseev

Email: sherbakovwv@gmail.com
SPIN-code: 6701-5970
Scopus Author ID: 627842

Candidate of Technical Sciences, associate professor of the Department of Physics and Technology of Optical Communication

Nizhny Novgorod, Minin Street 24, 603950

References

Supplementary files